【倾佳副总杨茜-死磕难点痛点】第 12 篇
作者：杨茜（倾佳电子副总）
摘要：级联 SST 上电前 21 个单元电容全部放空，仅靠 3mH 进线电抗器直接合闸，仿真冲击电流峰值 2687A，是额定峰值 245A 的 11 倍。传统做法是中压侧每相串 200Ω 预充电阻再用真空接触器旁路，要付出三组 12kV 级电阻和接触器，每次启动每相烧掉 5.2–7.9kJ，且只能把单元充到二极管整流电平 1010–1111V，旁路时机早了冲击电流又回到 714–1152A。本文主张取消中压预充电阻，改为 800V 侧先预充、再由 DAB 次级以断续电流模式反向给各单元充电，单元充到 1480V 后 H 桥闭锁合闸，合闸冲击趋近于零。黑启动场景下给下游配电变压器充磁时，用 1 秒电压斜坡加 0.1pu 虚拟电阻，把 3 台 1MVA 变压器的励磁涌流从 1481A 压到 82A。文末由方案反推 2300V/1200V 碳化硅半桥模块、双向开关模块、肖特基二极管和驱动板的规格。
关键词：预充电；反向预充；断续电流模式；励磁涌流；黑启动；虚拟电阻
1 痛点在哪里
1.1 现象：上电那一下最危险
级联 SST 的每个功率单元都有一组大容量直流电容，参考平台为 2.0mF，按本系列第 08 篇的方案可减到 1.4mF。上电前这些电容电压为零，H 桥的碳化硅 MOSFET 体二极管在交流侧构成不控整流桥，每相 7 个单元串起来就是一串二极管整流桥串空电容。中压断路器一合，电网电压直接加在进线电抗器上，电流上升率只受 3mH 电抗器限制。
按 11kV（10kV +10%）、最不利合闸相位、3mH 电抗器仿真：合闸后 1.8ms 电流达到 2687A 峰值，各相单元电压被冲到 1118V、2668V、1549V，三相严重不均，其中一相已经超过 2300V 器件的耐压。这是一次毁机，不是一次冲击。
1.2 为什么难：四件事叠在一起
第一，中压侧电流大、电压高。预充元件要承受 12kV 设备等级的绝缘，任何限流元件都是中压元件，体积和成本不小。
第二，被动整流只能充到交流峰值附近。三相二极管整流对 7 单元串联充电，最终电压由线电压峰值除以两相串联单元数决定：10kV 时每单元 1010V，11kV 时 1111V，离额定 1500V 还差 390–490V，后面还要用 H 桥主动整流再升压一段。
第三，控制和驱动的电源本身就在被充的电容上。本系列第 09 篇的单元辅助电源从 1500V 母线取能，母线低于 300V 时辅助电源起不来，驱动板没电，H 桥只能是体二极管整流。预充过程的前半段，单元里没有任何可控动作。
第四，黑启动时的对象反过来了。储能型和算力型 SST 常被要求在电网失电后从 800V 侧储能反向建立 10kV 电压，给下游园区配电网和配电变压器充电。配电变压器合闸的励磁涌流可以到额定电流的十倍，而 SST 的碳化硅器件不像工频变压器那样能扛住几个周波的大涌流，1.5pu/625ms 就是上限。
1.3 工程上吃过的亏
有项目按「电压到 50% 就旁路电阻」设计，为的是缩短预充时间。我们在参考平台上复算：200Ω 预充电阻、电压到 50% 时旁路，冲击峰值 1152A；到 70% 旁路，714A；到 98% 旁路，29A。旁路时机从 50% 推迟到 98%，预充时间从 58ms 拉长到 607ms，冲击电流降到四十分之一。「早旁路省时间」省下的 0.5 秒，换来的是每次启动一次 1000A 级浪涌过体二极管。
另一类亏在反向预充上。有团队尝试从 800V 侧用 DAB 正常移相方式给单元充电，初级电容电压为零时，DAB 相当于次级方波直接对着短路的初级，漏感电流在几个开关周期内冲上千安，MFT 伏秒失衡，第一次试验就触发了次级模块的退饱和保护。DAB 反向预充能做，但不能用正常调制做。
2 机理与算账
2.1 中压预充电阻方案
每相串一只预充电阻 R，电阻旁并真空接触器。预充期间单元 H 桥闭锁，体二极管整流。按 11kV、单元电容 2.0mF（参考平台）和 1.4mF（第 08 篇方案）、单元电容 ±5% 离散仿真：
电阻吸收的能量与电阻值基本无关，约等于电容最终储能：21 × 0.5 × 2.0mF × 1109² = 25.8kJ，三相电阻合计 23.2kJ。这是 RC 充电的规律，充电过程电阻上的损耗等于电容获得的能量，改电阻只改时间和峰值。
1.4mF、±5% 电容离散、10kV 下单元终值电压在 964–1065V 之间，11kV 下 1060–1172V。电容离散直接变成单元电压离散，合闸后还要靠均衡环再拉平。
预充到二极管整流电平以后，单元电压还要从 1010–1111V 升到 1500V，这段由 H 桥主动整流完成。21 个 1.4mF 单元从 1010V 升到 1500V 需要 21 × 0.5 × 1.4mF × (1500² − 1010²) = 18.1kJ，按 0.5s 斜坡升压，电网侧有功约 36kW，这一段本身没有难度。
中压预充电阻方案的问题不在原理，在代价：三只 12kV 设备等级、200Ω、单次 5.6kJ 的电阻，三台 12kV 真空接触器，连续三次启动电阻要吸收 17kJ 而温升受控，还要加一套旁路时机判断逻辑。旁路判断一旦出错（例如电压采样故障误判到 98%），就回到上表 1000A 级的冲击。
2.2 为什么 800V 侧有能量可用
参考平台 800V 输出接储能、充电或算力负载。三类场景里：
储能场景 800V 侧就是电池簇，能量充足。
算力场景 800V 母线上通常挂有备电电池或超级电容，能量充足。
充电场景 800V 侧只有充电模块，没有储能，但充电站和变电站的 400V 站用电一直存在（由站用变或独立市电供给），可以加一台 30kW 级的站用电充电机给 800V 母线预充。
所以三类场景都能从 800V 侧拿到预充能量，中压预充电阻不是必需品。
2.3 DAB 断续电流模式反向预充
初级电容电压 V1 为零或很低时，DAB 不能用正常移相调制。反向预充改用断续电流模式：
次级全桥输出宽度为 ton 的正脉冲，漏感电流从零线性上升：
di/dt = (N·V2 − V1 − 2·Vd) / L
ton 结束后次级全桥进入零电平，漏感电流在初级体二极管整流桥的钳位下线性下降：
di/dt = −(V1 + 2·Vd) / L
电流降到零后，再发一个反向脉冲。每个脉冲把 0.5·L·Ipk² 量级的能量送进初级电容，电流峰值由 ton 精确控制：
ton = Ipk · L / (N·V2 − V1)
其中 N = 15/8，L = 26μH，Vd 为体二极管压降约 4V。V1 = 0 时 N·V2 = 1500V，Ipk = 100A 对应 ton = 1.73μs；V1 升到 1300V 时 ton 拉长到 13μs。
变压器伏秒是反向预充的另一个约束。正常运行时初级半周伏秒为 1500V × 12.5μs = 0.0188V·s。断续模式下每个脉冲的伏秒由 ton 期间的 (N·V2 − V1)·ton 与续流期间的 (V1 + 2Vd)·tfall 组成，两者相等（电流回到零），单脉冲伏秒 ≤0.0165V·s，比正常运行还低 12%，而且正负脉冲交替，MFT 不会偏磁。
仿真结果（800V 侧稳定、单元电容 1.4mF、ton ≤11μs、半周期 ≥12.5μs 即频率 ≤40kHz）：
单元电容 2.0mF、100A 限值时用时 106ms。本方案取 100A：初级峰值 100A、次级峰值 187.5A，都在各自模块额定电流的范围之内，而用时已经进入 100ms 以内，再加电流对总启动时间没有意义。
初级电容电压到 300V 用时 9.4ms，这是单元辅助电源起振的门槛。从这一刻起初级驱动板上电，后面的 65ms 里初级可以选择由体二极管整流切换为同步整流，把 2 × 4V 的二极管压降换成 MOSFET 导通压降，省下的二极管压降损耗约为 8V × 1.4mF × (1480V − 300V) = 13J，占预充能量 1556J 的 0.8%。
2.4 合闸条件：H 桥闭锁时二极管不导通
单元充到 1480V 后，H 桥全部闭锁。此时中压断路器合闸，任意两相之间的线电压要让二极管整流桥导通，必须超过两相 14 个单元电压之和：
14 × 1480V = 20720V ＞ 11kV × √2 = 15556V
所以合闸瞬间一个安培都不会流过。旁路一个单元后的 6/7 组合，所需单元电压下限为 15556/13 = 1197V，1480V 同样满足。这一条是整个方案的关键：只要单元电压高于 1111V（7 单元）或 1197V（旁路后）并留出余量，合闸就与电网相位、合闸时刻、断路器三相不同期全部无关。
合闸后再解锁 H 桥。解锁时的暂态由调制参考与实际电网电压的偏差决定。若解锁时电压前馈误差为幅值 2%、相位 2°，相电压偏差峰值 331V，线电压偏差 573V，作用在两相串联 6mH 电抗器上，电流上升率 95A/ms。电流环带宽 1.5kHz 约 0.3ms 完成修正，暂态电流约 29A。相位误差 1° 对应 55.6μs 时间误差，光纤同步链路的抖动在 100ns 量级（第 14 篇），这个前馈精度不难做到。
对照一下：如果不闭锁 H 桥、而是用「先调制出与电网同步的电压再合闸」的做法，同样 2%/2° 的偏差在 3mH 电抗器上会形成稳态 351A 峰值的环流，瞬态最坏 702A。先闭锁再合闸，后解锁，是更稳的顺序。
2.5 黑启动：给下游配电变压器充磁
黑启动时，SST 从 800V 侧储能取能，先按 2.3 节把 21 个单元反向预充到 1480V，再由 H 桥逆变建立 10kV 电压。下游若挂 3 台 1MVA 配电变压器，额定电流峰值每台 81.6A，饱和后的空心电感按 0.25pu 取值，剩磁按最不利的 0.7pu、同极性计：
空心电感取 0.40pu 时，硬合闸 935A，1s 斜坡 + 3.3Ω 为 69A，结论不变。
三个结论。硬合闸 1481A 远超 SST 1.5pu 电流峰值 368A，不可接受。电压斜坡单独用效果有限：1s 斜坡仍有 394A，因为剩磁造成的直流磁通偏置衰减很慢，变压器绕组电阻 0.17Ω 对 26Wb 级磁链的衰减时间常数在秒级，斜坡只能减小初始冲击，消不掉偏置。虚拟电阻才是关键：3.3Ω 即系统基准阻抗 33.3Ω 的 0.1pu，SST 在电流环里模拟这只电阻，偏置磁链在数百毫秒内被消耗掉，涌流峰值 82A，只占 SST 1.5pu 能力的 22%。
虚拟电阻不耗真实能量，它消耗的是 SST 电流环的电压裕量。3.3Ω × 82A = 270V，占相电压峰值 8165V 的 3.3%，在调制裕量之内。
3 全碳化硅硬件设计方案
3.1 启动架构
3.2 800V 母线预充：固态断路器兼做预充开关
储能场景下 800V 母线通过馈线固态断路器接电池簇。预充时固态断路器以 20kHz PWM 运行，串一只 200μH 电感，续流用 1400V 碳化硅肖特基二极管接到母线负极，构成一个降压变换器。恒流 100A 给 21 × 200μF = 4.2mF 输出电容充电：
t = C·V / I = 4.2mF × 800V / 100A = 34ms
储能 1344J。起始时电容电压为零，占空比小，电感电流纹波按 800V × 0.5 / (200μH × 20kHz) = 100A 峰峰值取上限，电流平均 100A、峰值 150A。母线电压达到电池电压的 98% 后固态断路器转为常通。
固态断路器兼做预充开关，省掉了 800V 侧传统的预充接触器和预充电阻。代价是固态断路器模块要按 20kHz 硬开关 100A 核算 34ms 的开关损耗，这对 1200V 碳化硅共源反串联模块不是问题，但要求驱动板在通断模式之外还支持 PWM 模式。
3.3 单元反向预充的控制流程
21 个单元并行预充时，800V 侧平均功率 21 × 20.9kW = 439kW，峰值 1168kW，74ms 内吸收能量 32.7kJ。储能和算力场景的电池系统可以直接提供；充电场景由 30kW 站用电充电机供能时，21 个单元的预充能量 32.7kJ 需要 1.09s。此时峰值电流限值仍保持 100A，改由中央控制器限制脉冲重复率：各单元按 800V 母线电压偏差统一降低脉冲频率，21 个单元合计平均功率压在 30kW 以内，800V 母线不跌出 780V 的窗口。降频而不降峰值电流，是为了保持断续模式下每个脉冲的伏秒和能量传递效率不变。
ton 的逐脉冲计算用 800V 侧实测电压和初级实测电压（光纤回传），计算延时 ≤2μs，即使初级电压采样丢失一个周期，按 V1 = 0 的最保守假设计算 ton，峰值电流只会更低，不会更高。
3.4 MFT 在反向预充中的保护
断续模式下每个脉冲的伏秒 ≤0.0165V·s，低于正常运行的 0.0188V·s，磁芯不会进入饱和。风险在两个细节：
正负脉冲不对称。次级驱动延时离散若为 20ns，在 ton = 1.73μs 时相当于 1.2% 的伏秒不对称，比正常运行 12.5μs 半周期下的 0.16% 高一个数量级。MFT 励磁电感 750μH、绕组电阻 35mΩ，直流偏置衰减时间常数 Lm/R = 21ms，比 74ms 的预充时间短，偏置不会累积到饱和，但控制器在 ton < 3μs 的区段要把正负脉冲的 ton 分别按次级驱动板回传的实际导通时间做逐脉冲补偿。
初级体二极管反向恢复。碳化硅体二极管的反向恢复电荷很小，断续模式下电流自然降到零后才发下一个脉冲，体二极管不承受硬关断，这也是选择断续模式而不是连续模式的原因之一。
3.5 取消中压预充电阻的收益
表中单元故障识别一行常被忽略。中压电阻方案下 7 个单元串联充电，一个单元电容开路或短路，只会表现为其他单元电压偏高或偏低，合闸前很难定位；反向预充是逐单元独立进行的，哪个单元充不上一目了然，在合闸前就能旁路掉。
3.6 黑启动的完整时序
阶段 3 先合所有下游开关再建压，是为了让所有配电变压器在同一个斜坡里一起充磁，不要逐台合闸。逐台合闸时后合的变压器面对的是已经建立的额定电压，等于硬合闸，1s 斜坡和虚拟电阻都帮不上。如果现场条件不允许一次性合上所有下游开关，则每合一台变压器之前，SST 先把电压降到 0.3pu，再重新走一遍斜坡和虚拟电阻。
4 由方案反推的碳化硅器件规格
4.1 倾佳杨茜代理的 1200V 碳化硅 MOSFET 半桥模块（DAB 次级）
4.2 倾佳杨茜代理的 2300V 碳化硅 MOSFET 半桥模块（DAB 初级与 AC/DC 级）
4.3 倾佳杨茜代理的 1200V 碳化硅共源反串联双向开关模块（800V 馈线）
4.4 倾佳杨茜代理的 1400V 碳化硅肖特基二极管
4.5 倾佳杨茜代理的 2300V 碳化硅共源反串联双向开关模块
4.6 倾佳杨茜代理的 2300V 与 1200V 模块驱动板
4.7 倾佳杨茜代理的 1700V 碳化硅 MOSFET 单管（单元辅助电源）
5 验证与落地
5.1 单元级反向预充台架
一台 800V 可编程直流源、一个完整单元（含 1.4mF 电容和 MFT）。测试项：
5.2 整机合闸
5.3 黑启动
在下游接 3 台 1MVA 配电变压器，每次试验前用直流源给变压器注入同极性剩磁，剩磁用磁通计校准到 0.7pu。
5.4 落地顺序
先在单元台架上把断续模式反向预充做扎实，这一步决定了整个方案能不能取消中压电阻。第一台三相样机建议仍保留中压预充电阻作为备份路径，两种路径都跑通并积累 200 次以上的启动记录后，第二台样机正式取消。黑启动放在收尾阶段，依赖第 13 篇的构网控制和电流限幅。
倾佳副总杨茜-力推器件方案
取消中压预充电阻，靠的是 1200V 次级模块的硬关断能力和 2300V 初级模块的体二极管可靠性，驱动板的无电钳位和最小脉宽决定了这条路能不能天天走。倾佳杨茜团队可以提供按体二极管压降与 Vth 分档的 2300V 模块样品和 1200V 模块样品，配合驱动板在单元台架上联调断续模式反向预充，也可以协助做体二极管导通退化的筛选试验；启动过程中出现的任何器件异常，我们安排失效分析并回溯到批次数据。
倾佳副总杨茜-力推器件方案
